【摘要】简要概述了全固态调频广播发射机基于微带线的功率合成器的原理及测量指标分析。
【关键词】全固态调频发射机；功率分配与合成；隔离电阻；隔离度；S参数；带宽
现代广电行业发射机已经全面使用晶体管，场效应管作为功率产生核心器件，无论是中波、调频还是电视发射机。相对于上一代的电子管发射机，现代全固态发射机有多放大管同时工作，损坏单管不会影起整机发射功率失能，即提供了良好的功率冗余性，但是因为是多数量、小功率的功放模块同时工作，所以功率的合成将是复杂的。
理论上功率的合成电路与分配电路是可逆的，具有互易性，因此本文的重点将以功率的合成为中心展开讨论。本文将讲述88～108MHz频率段应用的微带线功率合成器，此理论在电视频段也广泛应用。
以每个末级模块300W为例，一台10kW发射机若只以功率的数字累加计算，也需40个功放管！如何将如此庞大数量的功放功率合成起来是发射机必须解决的问题。本文将以功率的合成技术为中心进行简要论述。
1.设计功率合成器的先决条件
设计功率合成器时必须满足各端口的输入阻抗，输出阻抗匹配要求的系统阻抗。在很好的满足阻抗匹配的条件情况下，不仅各端口的阻抗会非常接近设计要求的阻抗，更重要的是端口之间的隔离度会到达非常高的数值。在合成器的最佳阻抗频率匹配点，隔离度理想状态下能达到-40dB。而我们认为可以满足实际使用的隔离度达到-26dB就可以使用，-30dB就满足国标。隔离度代表一个输入端口的功率泄露到其他输入端口的成度。
10log其他端口的泄露功率/输入功率=隔离度。而26dB理论上达到1/400以下，但实际在此条件下功放开满功率时，就比单独放大后接负载发热量明显升高，长期工作已可能会损坏或影响功放模块的寿命。
2.N路功率合成器的工作原理
以图1是N路功率合成器的结构图，Z0代表以微带线或带状线组成阻抗变化节，Rs代表输入电阻，RL代表匹配负载，Zo代表阻抗变换节的特性阻抗，λg代表中心频率波的电长度，Rj是N路平衡隔离电阻。在各支路信号同幅，同相，同频下分析如下。
假如Rs≠RL，各枝节的阻抗变换节的特性阻抗应为：
图1 N路功率合成器的结构图
以上阻抗变换节的知识被广泛应用，现将它的由来稍作分析并由此推得Rj的值。当各输入端分别有同幅同相的信号输入时，Rj的值起到端口隔离的作用，各端口匹配的中心频率点上，Rj是没有损耗的。但是一旦一端信号为零，另一端仍有信号，Rj上必有功率损耗，并且这时它起着让输入端匹配的作用，即平衡作用。
以两端口的合成为例：假设信号在端口3为零，相当于端口3对地短路，经过阻抗变换节，它将使与它相连的阻抗变换节另一端的阻抗呈现无穷大！这是微带线最基本的阻抗变换特性。这时相当于图2的电路。
图2
端口1的阻值50Ω经由特性阻抗为70.7的阻抗变换节将变为100Ω。这时将出现两个100Ω的阻值并联出现在端口2的情况，这时正好满足端口P2的匹配要求。只不过功率将有一半到Vc，另一路消耗在平衡隔离负载了。
这就是为什么即使20dB的隔离度，各支路端口的阻抗仍旧与系统阻抗相差无几，因为平衡负载使端口的阻抗匹配了，但当两路功放正常，功率合成在20dB的隔离度的情况下，功放已无法大功率工作。
N路合成时M（N≥M）路工作的电路分析类似上述的开路短路法，也很容易得出功率消耗在平衡隔离负载上的通式，并且很容易得出Rj=Rs，下式中为每一台放大器输出功率。且M台放大器共给负载电阻RL（=Rs）的功率为：
以上结论已有很多文章进行过分析，在此不作过多的解释。
图3
3.N路合成器的优点及缺点改善
在实际电路中N路合成器的优点是N路中的一路坏掉的情况下，其它功放仍能正常工作，不影响端口匹配，机器仍有功率输出。但是这种多路合成一路的方法在输入阻抗不变，合成输出口阻抗不变的情况下，随着路数的增加，势必需要阻抗变换节的特性阻抗越变越大以满足匹配需要，这最终使合成器的带宽变窄，功放功率合成难于实现。而我们实际使用中往往需要机器能工作在较宽的频率下，以满足多机备用一机的情况。在理想的二支路合一的情况下，即图1中n=2，各支路端口用2，3表示，Rs输入阻抗为50Ω，总端口1的输出阻抗RL也为50Ω，阻抗变换节算得特性阻抗为70.7Ω，中心频率点设计为100MHz，电路如图3所示。
它的S参数指标如图4所示：
图4 S参数指标
我们做一个改进型的合成器如图5所示：
图5 改进型的合成器
图6 测试结果
采用阻抗变比小的多节阻抗变换节构成的合成器后，从图6测试结果dB（S（2，3））来看完全满足了要求，并且dB（s（1，1））也得到了很大改善。虽然dB（s（2，2））指标变差，但是它仍在-40dB以上，完全能满足使用要求。
以上给出的模型是在100M的中心频率以所有指标最佳得出的，下面再给出兼88～108M带内最差指标最佳的模型。将图6中TL1，TL2变为84.74Ω，TL3，TL4变为60.31Ω，R1变为89.14Ω，R2变为252.38Ω，则指标变化如图7所示。
可见这里没有绝对的阻抗匹配最佳点，但是若论带内情况，它的指标是无可挑剔的。作为大功率的器件，平衡电阻的值目前都是依据100Ω平衡隔离电阻的理论制作的，若满足最差指标最佳宽带模型想要制成产品必须订制特殊阻抗的平衡隔离电阻。并且对所有合成器来说，即使是100Ω的平衡隔离电阻存在，但是随着瓦数的增加，对散热需求增加，平衡隔离电阻将越做越大，对地的容性将越来越不可忽视。要想得到满意的指标，阻抗变换节必须做出调整以抵消容性带来的影响，并且每个厂家生产的平衡电阻对地容性没有一个标准，也就是说合成器只能在某一厂家的某一型号参考进行设计，在最糟情况下平衡隔离电阻实际不可仅根据数值进行替换。
图8是图3模型的等效替换，可以有效解决合成器的平衡隔离电阻问题，因为电阻R1，R2是相对于地制作的，它没有对地电容的存在，并且将R1，R2通过50Ω电缆引出是非常易于实现的，但是它的带宽仍然跟图4的指标一样。
以上的应用主要针对同幅同相的多路信号合成与分配。在实际中基于正交的3dB合成器也比比皆是，但是正交的合成器隔离度实际不可能会高出35dB，如果高出必有一端口实际的S参数不满足要求。实际上总口输出阻抗不匹配，对两输入口的影响也各不相同，不像以上的同相多支路合成器有一至的影响。我们只在此稍作提及。
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